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浅析模式长白山干式变压器的谐振坐标方法

作者:长白山润生干式变压器厂  来源:http://changbaishan.zgqxmxh.com/  发布时间:2019-05-05
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设计模式长白山干式变压器时,***麻烦的部件是RCD缓冲器。设计RCD缓冲器的传统方法没有主的关断瞬态期间的详细说明。因此,传统方式设计中的设计等式也不完全正确。本文将介绍设计和分析反激式转换器的RCD缓冲器的新方法。谐振坐标提供了一个了解主关断瞬态期间的简单方式,并有助于轻松设计和分析RCD缓冲器。

1. 引言

从商业上讲,反激式转换器因结构简单、尺寸紧凑、重量轻和成本低而得到广泛使用。但是它的主执行硬操作,导致主上有较高的电压尖峰和振荡。主的电压应力视电压尖峰大小而增加。为减少电压尖峰以便使用更低成本的低额定电压的MOSFET,***广泛的方法是RCD缓冲器网络。即使缓冲器电压随缓冲器电阻降低而降低,但缓冲器网络上的功耗增加,导致总系统效率降低。因此,RCD缓冲器网络应优化以同时符合主电压应力和总系统效率两个要求。

本文将先介绍由主变压器的漏电感而产生的电压尖峰的传统分析。将介绍描述关断瞬态期间的简单方式用于进一步分析。缓冲器电流将在缓冲器坐标中分析,以便提供更详细的设计等式。

2。 RCD缓冲器设计和分析

2。1 RCD缓冲器设计的一般方法

图1显示具有RCD缓冲器的传统反激式转换器。




图1:传统反激式转换器


RCD缓冲器电路用于箝位由漏电感Llk和主漏极至源极的电容CDS之间的谐振导致的电压尖峰。有多种假定来描述工作原理以设计RCD缓冲器,如下所示:

(1) Vsn》nVout和Vsn由于较大的Csn而几乎恒定:

(2) CDS=COSS+CTRANS,无论vDS(t)如何都恒定:

(3)当主Q1关闭时,无次级端漏电感,因此iDS(t)可瞬时传输至次级端二极管电流iD1(t),其中Csn是缓冲器电容,CDS是主漏极和源极之间的有效电容,COSS是MOSFET的输出电容,CTRANS是变压器一次电路端子之间的有效电容,vDS(t)是主间的电压,iDS(t)是流过主的电流,而Q1是主。

图2显示缓冲器二极管传导时的等效电路。


图2:缓冲器二极管接通期间的等效电路


当Q1关闭时,主电流对Q1的COSS充电(同时对变压器的CTRANS放电)。当COSS被充电至Vin+nVout时,次级端二极管接通,能量传输至次级端,并且对COSS持续充电,因为漏电感Llk仍有一些剩余能量。当Q1的vDS(t)增加至Vin+Vsn,缓冲器二极管Dsn接通,vDS(t)箝位在Vin+Vsn。当Dsn传导时,Llk上的电压为Vsn-nVout,这样Dsn(ts)的导通时间可获取如下:

(1)

其中Ipeak是关闭Q1之前的峰值漏极电流。有两种方式计算缓冲器网络中的功耗(Psn);通过Dsn提供的长白山干式变压器和Rsn中的功耗,如下所示:

(2)

其中fsw是反激式转换器的频率。因此,缓冲器电阻Rsn可由下列等式获得:

(3)

这是查找缓冲器电阻Rsn的传统方式。但是,L-C谐振几步后,峰值漏极电流Ipeak被降低了一些。因此,等式(3)可能误导被过度设计的系统。

让我们使用谐振坐标得出实际峰值漏极电流,以避http://anshan.zgqxmxh.com/免在下一节过度设计RCD缓冲器。

2.2 谐振坐标中的RCD缓冲器设计和分析

本节将使用谐振坐标设计RCD缓冲器。仅设计缓冲器时,无需分析整个反激式操作模式。图3显示每个模式的等效电路,图4显示反激式转换器中的MOSFET的vDS(t)。


图3:关闭主后显示的每个模式的等效电路(按顺序依次为模式1至4)

图4:关闭后的vDS(t)


在模式1中,电感(Llk和Lm)中的电流对CDS充电,直至其电压达到Vin+nVout,其中Lm是变压器的磁化电导。在t1,次级二极管接通,并且磁化电导的两端箝位在反映的输出电压nVout上。在模式2中,通过CDS和Llk之间的谐振,CDS上的电压增加到Vin+Vsn,从而接通缓冲器二极管。因此,漏极电压箝位在Vin+Vsn(在模式3期间)。CDS和Llk之间的谐振由于减幅如模式2一样在模式4中恢复。

当电感和电容与DC电压源(Vdc)串联谐振时,电容上的电压和通过电感的电流可绘制在一个平面中。在平面上,X轴是电压,Y轴是电流。如果将L- C回路的特性阻抗乘以Y轴而使两个轴的单位相同,电压和电流的轨迹将显示一个圆,圆的原点在(Vdc, 0),半径为起点和原点之间的长度。使用这种图形方式来理解谐振,就很容易找到图4中t2的实际峰值漏极电流。在模式1~4期间,iDS(t)和 vDS(t)绘制在谐振坐标中,如图5所示。


图5:谐振坐标中的模式分析


模式1中是圆,圆的原点在(Vin,0),起点在(0,ZmIpeak)。它一直持续到vDS(t)达到Vin+nVout,如图4中所示。根据图5的模式1,圆的等式如下:

(4)

其中Zm是Lm+Llk和CDS、√((Lm+Llk)/CDS)的特性阻抗。

模式2中是椭圆,椭圆的原点在(Vin+nVout,0),起点在(A, B)。通过坐标映射,圆变成椭圆,因为特性阻抗从√((Lm+Llk)/CDS)变为√(Llk/CDS)。根据图5的模式2,椭圆的等式如下:

(5)

缓冲器二极管在模式2的末端接通,即点(C,D)。因此,当缓冲器二极管接通时实际峰值电流为D/Zm,即D/√((Lm+Llk)/CDS)。根据等式(4)和(5),实际峰值电流Ipk,sn如下:

(6)

应在等式(3)中使用Ipk,sn而非Ipeak,以获得更精确的Rsn。

通常情况下,根据Ipeak近似值选择Rsn,相应地Rsn是一个过度设计的值,因为Psn被高估。使用Ipk,sn,我们可以得到一个更精确、更小的Psn估计值,因此Rsn也更大。

3. 结论

我们可以使用谐振坐标找到精确的缓冲器峰值电流。根据等式(3)和(6),Llk、Ipk,sn和fsw应减小,而CDS应增加,以减少缓冲器损失。但这可能会带来一些副作用,如更高的损耗、更大尺寸的变压器等等。因此,在设计时必须考虑到所有因素。本文中提供的精确等式将帮助系统设计人员轻松设计RCD缓冲器。

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